Transformadores de excímeros de 30 kV: Reducción de la inductancia de fuga

Transformadores de excímeros de 30 kV: Reducción de la inductancia de fuga

Compendio

En un láser de excímeros, un transformador de pulsos de alto voltaje acopla el modulador a la carga y proporciona aislamiento. Los transformadores reales añaden inductancia de fuga y capacitancia de bobinado, formando un sistema resonante que alarga el tiempo de subida, genera entre un 15 % y un 25 % de voltaje transitorio adicional en los condensadores y envía corriente de modo común a los circuitos de disparo. Este artículo deduce ambos efectos parásitos, cuantifica el daño y proporciona las reglas de bobinado que los suprimen simultáneamente.

1. Introducción

En la fuente de alimentación de un láser de excímeros, un transformador de pulsos de alta tensión acopla el modulador de baja tensión a la carga de alta tensión. Proporciona aislamiento galvánico y, cuando es necesario, una relación de elevación de tensión.

En un transformador ideal, la inductancia de fuga es cero, la inductancia de magnetización es infinita y la capacitancia entre devanados es cero, por lo que el secundario es una copia exacta del primario. Los devanados reales soportan los tres términos.

En los tiempos de subida de 25 ns a 50 ns que requiere la descarga de gas excímero, la inductancia de fuga y la capacitancia del bobinado forman un sistema resonante. Esto distorsiona el tiempo de subida, genera sobreoscilación e irradia interferencias electromagnéticas hacia los componentes electrónicos que rodean el cabezal láser.

La inductancia de fuga de un transformador bien construido puede ser igual a la inductancia de bucle de toda la red. Mientras tanto, la capacitancia entre devanados envía una corriente de modo común al plano de tierra, y esa corriente alcanza el tiempo de activación de las etapas vecinas.

2. Mecanismo central

2.1 De dónde proviene la inductancia de fuga

La inductancia de fuga surge de la parte del flujo magnético que enlaza un devanado y no llega al otro. Un secundario de alta tensión necesita muchas espiras y un aislamiento grueso, y ese aislamiento separa los dos devanados:

L_leak ≈ (μ₀ × N² × mean_turn_length × fill_factor) / (3 × winding_height)

donde L_leak es la inductancia de fuga en henrios, μ₀ la permeabilidad del espacio libre, N el número de espiras primarias, mean_turn_length la longitud media de la espira en metros, fill_factor el relleno de cobre de la ventana y winding_height la altura del bobinado en metros.

El resultado es proporcional al cuadrado del número de vueltas y disminuye con la altura del bobinado. También aumenta con la distancia entre bobinados, que está determinada por la tensión nominal y el material aislante.

En un transformador de 30 kV, la inductancia de fuga se sitúa entre 200 nH y 500 nH, que es del mismo orden de magnitud que un bucle PFN completo.

2.2 De dónde proviene la capacitancia del bobinado

La capacitancia entre los devanados proviene del campo eléctrico entre los conductores primario y secundario:

C_inter = ε₀ × εr × A / d

donde C_inter es la capacitancia entre bobinados en faradios, ε₀ la permitividad del espacio libre, εr la permitividad relativa de la barrera, A el área del conductor de frente en metros cuadrados y d el espesor de la barrera en metros.

Un transformador de 30 kV con aislamiento de poliimida de 2 mm presenta una capacitancia de entre 10 pF y 30 pF. La autocapacitancia del secundario, entre espiras adyacentes y entre el devanado y el núcleo, añade entre 20 pF y 50 pF. En conjunto, forman la capacitancia secundaria que percibe el pulso.

Un aislamiento más grueso reduce C_inter y aumenta L_leak simultáneamente. Por lo tanto, el grosor de la barrera implica un equilibrio entre dos efectos parásitos, razón por la cual la geometría es más importante que la elección del material en este punto.

2.3 Dos resonancias, no una

La inductancia de fuga oscila con la capacitancia que se encuentra en paralelo. Dos de esos circuitos son importantes en un generador de pulsos de excímeros:

f_ring = 1 / (2π × √(L_leak × C_sec))

donde f_ring es la frecuencia de oscilación en hercios, L_leak la inductancia de fuga en henrios y C_sec la capacitancia en faradios a través del devanado.

Frente a la capacitancia del bobinado, los valores son pequeños: 300 nH con anillos de 30 pF a 53 MHz y 100 nH con anillos de 50 pF a 71 MHz. Frente a un condensador de acoplamiento de 20 nF, se obtienen los mismos 200 nH de fugas a 2.5 MHz, lo suficientemente lento como para mostrarse como una cola visible en cada pulso.

Ambos circuitos presentan un amortiguamiento insuficiente, ya que la resistencia del bobinado es pequeña en comparación con la reactancia de la inductancia de fuga en la banda de MHz. Por lo tanto, el coeficiente de amortiguamiento de un transformador de alta tensión se sitúa muy por debajo de 0.5.

2.4 Sobretensión en los condensadores

Una entrada escalón en un par resonante subamortiguado hace que el secundario supere su valor de cima plana. La relación de pico sigue la relación de amortiguación:

V_peak / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²))

donde V_peak es el voltaje secundario pico en voltios, V_ss el valor de cima plana en voltios y ζ el coeficiente de amortiguación del circuito secundario.

El sobreimpulso se produce en el devanado secundario y en cada condensador conectado a él. Alcanza un 20 % por encima de la tensión de salida de diseño y se sitúa entre un 15 % y un 25 % por encima de la tensión nominal en los condensadores de acoplamiento y de carga.

Ese transitorio se produce con cada pulso de disparo y se repite millones de veces en un intervalo de mantenimiento. Al estar cerca del voltaje de inicio de la descarga parcial, el dieléctrico entra en descarga parcial durante el pico de cada sobreimpulso.

2.5 Corriente de modo común debida a la capacitancia entre devanados

La capacitancia entre los devanados transporta una corriente de desplazamiento del primario al secundario, y esa corriente regresa a través del plano de tierra:

I_cmem = C_inter × dV/dt

donde I_cmem es la corriente de modo común en amperios, C_inter la capacitancia entre bobinados en faradios y dV/dt la pendiente de voltaje a través de la barrera en voltios por segundo.

Con una capacitancia de 20 pF y una velocidad de 1 kV/ns, la corriente es de 20 A durante 5 ns. A través de una impedancia de tierra de 100 mΩ, esa corriente genera 2 V, lo cual es suficiente para activar erróneamente una etapa adyacente o para retrasar su sincronización en nanosegundos.

En un láser multicanal, el efecto se agrava, ya que cada canal controla el mismo plano de tierra.

Figura 1: La inductancia de fuga extiende el frente de 30 ns a 60-100 ns, mientras que una capacitancia entre bobinados de 20 pF impulsa 20 A hacia 100 mΩ de tierra.

3. Puntos débiles de la ingeniería

Problema 1: Ajuste de la inductancia de fuga en el tiempo de subida

En un transformador de 30 kV, la inductancia de fuga varía entre 200 nH y 500 nH, lo que excede la capacidad máxima de un circuito típico. Por lo tanto, el tiempo de subida de la salida depende del transformador, no del interruptor ni del condensador.

Un frente diseñado para 30 ns se degrada a 60 ns o 100 ns. El pulso parece lento, se culpa al condensador y al interruptor, y la causa reside en la geometría del bobinado.

Problema 2: Energía almacenada en la capacitancia del bobinado

La capacitancia entre bobinados y la autocapacitancia de la parte secundaria almacenada del pulso durante la subida y su liberación durante la bajada. La liberación se manifiesta como un sobreimpulso y una cola oscilante en la forma de onda secundaria.

El sobreimpulso alcanza un 20 % por encima de la salida prevista, y la oscilación dura cientos de nanosegundos. Ambos factores sobrecargan el condensador de carga y el diodo de conmutación con cada pulso.

Problema 3: Interferencias electromagnéticas en los circuitos de activación y control.

La corriente de desplazamiento a través de la capacitancia entre los devanados fluye por el plano de tierra. A 20 A durante 5 ns, se genera una impedancia de tierra de 100 mΩ de 2 V.

Ese voltaje aparece en la entrada de disparo de la siguiente etapa. En un láser multicanal, se manifiesta como disparos falsos y fluctuaciones en la sincronización, y se produce en cada disparo.

Problema 4: Sobrecarga del condensador debido al sobreimpulso del transformador.

Los condensadores de acoplamiento y carga se seleccionan para la tensión de salida nominal. El sobreimpulso y las oscilaciones los sobrecargan con un transitorio entre un 15 % y un 25 % mayor.

Un dieléctrico que ya opera cerca de su voltaje de inicio de descarga parcial entra en descarga durante el pico. La erosión se acumula a lo largo de millones de pulsos, el condensador falla y el informe indica un defecto en el componente, cuando la causa reside en la forma de onda del transformador.

4. Pasos del diseño

Estrategia 1: Entrelazar los devanados

Enrolle los conductores primario y secundario en sectores adyacentes sobre la misma capa, lo que acorta la distancia entre ellos y reduce la inductancia de fuga entre un 50 % y un 70 %. Para un secundario de 30 kV, utilice de 4 a 6 sectores, cada uno con una sección primaria y una secundaria separadas por una barrera delgada.

Para aumentar la altura del bobinado, elija un núcleo de alta relación de aspecto, largo y delgado. La inductancia de fuga disminuye con la altura del bobinado a un número constante de vueltas.

Estrategia 2: Proteger el camino sinuoso

Inserte una pantalla electrostática conectada a tierra entre el primario y el secundario. La pantalla cortocircuita la capacitancia entre los devanados a tierra, de modo que la corriente de modo común regresa localmente en lugar de fluir a través de los circuitos de disparo.

Seleccione un material de barrera de baja permitividad: poliimida con εr 3.5 o PTFE con εr 2.1. A continuación, reduzca la autocapacitancia del secundario con un bobinado por capas que mantenga baja la tensión por capa.

Estrategia 3: Amortiguar el zumbido en la primaria

Agregue una inductancia baja resistencia de película gruesa En el circuito primario, para aumentar el coeficiente de amortiguación a 0.5 o 0.6 y mantener el sobreimpulso por debajo del 10 %. La resistencia en sí debe mantenerse por debajo de unos 10 nH de inductancia serie equivalente (ESL), ya que de lo contrario aumenta la inductancia que se supone que debe amortiguar.

Verifique la amortiguación en un prototipo a voltaje completo, no solo mediante simulación. La medición confirma la resistencia de bucle que asumió el modelo.

Estrategia 4: Limitar el sobreimpulso secundario

Colocar un diodo de recuperación rápida En serie inversa con la salida para limitar el sobreimpulso secundario. Seleccione un componente con recuperación inversa igual o inferior a 35 ns y una carga de recuperación lo suficientemente baja como para que no inyecte corriente en el sobreimpulso.

Ajuste el nivel de limitación entre un 5 % y un 8 % por encima de la tensión de salida de diseño. Esto protege el condensador del pico transitorio sin que el diodo conduzca durante los pulsos normales.

Estrategia 5: Elegir condensadores de baja ESL para ambas posiciones.

Utilice condensadores con ESL inferior a 30 nH para las posiciones de acoplamiento y carga, de modo que su propia inductancia no se sume a la inductancia de fuga del transformador. condensador de película y una pieza cerámica N4700 son las dos rutas que vale la pena medir con respecto a la misma forma de onda antes de que se defina el diseño.

Especifique un coeficiente de temperatura de ±30 ppm/°C para que la capacitancia, y por lo tanto la resonancia, no varíe con la temperatura. Mantenga el factor de disipación por debajo del 0.1 % para que el condensador contribuya mínimamente a la pérdida total y el diseño de amortiguación siga siendo válido.

Estrategia 6: Incluir ambos parásitos en el modelo del sistema.

Mida la inductancia de fuga y la capacitancia del bobinado con un analizador de impedancia en el rango de 100 kHz a 10 MHz. Introduzca los valores medidos en el modelo de red y simule el tiempo de subida, el sobreimpulso y las oscilaciones del sistema completo.

Repita el diseño del transformador, la resistencia de amortiguación y la abrazadera hasta que la forma de onda simulada cumpla con las especificaciones, y luego confírmelo en el ensamblaje.

Parámetro del componente	Valor típico	Condición de prueba
Tensión nominal (serie HVCT8G)	10 kV DC	alto potencial 1.5× durante 60 s
Capacidad	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V rms
ESR a 1 MHz	por debajo de 50 mΩ	-
Inductancia de bucle (cuerda E40)	por debajo de 8 nH	Espacio entre terminales de 40 mm
resistencia de aislamiento	superior a 10 GΩ a 500 V CC	25 °C, 60 % HR
Rango de temperatura	−40 °C a +125 °C	Serie IEC 60068-2
Capacidad de dv/dt de pulso	por encima de 50 kV/µs	a tensión nominal

5. Condensadores HVC N4700 para secundarios de transformadores de impulsos

En este nodo, la elección depende de cuatro requisitos: una inductancia serie equivalente (ESL) lo suficientemente baja como para que el condensador no incremente una inductancia de fuga que ya se encuentra en el orden de los cientos de nanohenrios; un coeficiente de temperatura lo suficientemente ajustado como para que la resonancia se mantenga; un factor de disipación lo suficientemente bajo como para que la amortiguación provenga de la resistencia; y una descarga parcial lo suficientemente baja como para absorber el sobreimpulso. HVC fabrica productos para este rango de voltajes, desde una fábrica propia de 6,000 m² en Dongguan, en una gama que abarca desde 1 kV hasta 150 kV.

Seis parámetros que importan aquí

• Una inductancia serie equivalente (ESL) inferior a 30 nH, proveniente de trayectorias de corriente cortas y anchas, evita que el condensador presente una inductancia de fuga que ya oscila entre 200 nH y 500 nH, por lo que el tiempo de subida del transformador se mantiene.
• Un coeficiente de temperatura de ±30 ppm/°C mantiene la capacitancia, y por lo tanto la frecuencia de oscilación, constante en todo el rango de funcionamiento, de modo que el diseño de amortiguación sigue siendo válido.
• N4700 Un dieléctrico con un factor de disipación (DF) inferior al 0.1% deja la amortiguación del transformador en manos de la resistencia externa, que es la variable que el ingeniero puede ajustar.
• Las pruebas de descarga parcial al 100% a 5 pC o menos cubren el sobreimpulso y las oscilaciones que sobrecargan la pieza entre un 15% y un 25% por encima del valor nominal en cada pulso.
• HVRGHP Las resistencias de amortiguación con una inductancia serie equivalente (ESL) inferior a 10 nH y los diodos de sujeción de recuperación rápida con un tiempo de recuperación de 25 ns a 35 ns forman un conjunto secundario amortiguado cualificado con el condensador.
• Los cuerpos de terminales de tornillo de hasta 40 kV han sido calificados como reemplazos para los condensadores de tipo tornillo Murata japoneses en programas de reparación de campo de fuentes de luz. Las piezas HVC coinciden con los parámetros de Murata, series de alto voltaje de TDK y Vishay.

Entrega y soporte

Las piezas estándar se envían en un plazo de 4 a 8 semanas, y los conjuntos de transformador-secundario emparejados en un plazo de 6 a 10 semanas. El departamento de ingeniería de aplicaciones de HVC ofrece soporte para la caracterización de los parámetros parásitos del transformador, la revisión del diseño de amortiguación y sujeción, y la selección de condensadores de baja inductancia serie equivalente (ESL).

Envíe la relación de espiras, la tensión secundaria, la inductancia de fuga, la capacitancia del bobinado, el tiempo de subida y el diagrama de la disposición. HVC le proporcionará el valor de ESL para el encapsulado propuesto, el valor de la resistencia de amortiguación, el nivel de sujeción y un kit de evaluación de dos muestras en un plazo de cinco días hábiles.

6. Preguntas frecuentes

P1: ¿Por qué aumenta la inductancia de fuga con la tensión nominal?

Dado que la clasificación determina el espesor del aislamiento, y este, a su vez, determina la distancia entre los devanados. Una barrera de 30 kV requiere 2 mm de poliimida o más, y L_leak ≈ (μ₀ × N² × longitud_media_de_vuelta × factor_de_llenado) / (3 × altura_del_devanado) aumenta con dicha separación. Los sectores intercalados recuperan entre el 50 % y el 70 % de esta fuga.

P2: ¿En torno a qué resonancia debería diseñar?

Ambos. Frente a la capacitancia del bobinado, los valores son bajos: 300 nH con 30 pF presentan oscilaciones a 53 MHz, lo que distorsiona el frente de onda y provoca descargas parciales. Frente a un condensador de acoplamiento de 20 nF, las mismas oscilaciones de fuga presentan oscilaciones a 2.5 MHz, lo que se manifiesta como una cola visible durante cientos de nanosegundos. Cada uno requiere su propio sistema de amortiguación y sujeción.

P3: ¿Cuánto sobreimpulso añade el transformador a los condensadores?

Suficiente para alcanzar un 20 % por encima de la salida de diseño en el secundario, y entre un 15 % y un 25 % de tensión transitoria adicional en los condensadores de acoplamiento y carga. El pico sigue la relación V_pico / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²)), por lo que aumentar ζ a 0.5 o 0.6 con una resistencia de amortiguación primaria lo mantiene por debajo del 10 %.

P4: ¿Cómo ayuda un escudo conectado a tierra?

Proporciona a la corriente de desplazamiento una ruta de retorno local. Sin ella, I_cmem = C_inter × dV/dt suministra 20 A durante 5 ns al plano de tierra a 20 pF y 1 kV/ns, y una impedancia de tierra de 100 mΩ convierte eso en 2 V en la entrada de disparo. Con el blindaje instalado, la corriente regresa al lado primario.

P5: ¿Qué parámetros del condensador son importantes en el secundario?

ESL inferior a 30 nH para que la pieza no aumente la inductancia de fuga, un coeficiente de temperatura cercano a ±30 ppm/°C para que la frecuencia de oscilación no varíe, DF inferior al 0.1% para que la resistencia de amortiguación controle el bucle y descarga parcial inferior a 5 pC para que el sobreimpulso no erosione el dieléctrico.

P6: ¿Cómo puedo confirmar los parámetros parásitos en la unidad integrada?

Mida la inductancia de fuga y la capacitancia del bobinado con un analizador de impedancia en el rango de 100 kHz a 10 MHz, e introduzca los valores medidos en el modelo de red. Compare el tiempo de subida, el sobreimpulso y la oscilación simulados con la forma de onda del generador de pulsos ensamblado. La diferencia entre ambos muestra la parte del circuito que el modelo no ha capturado.

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