Fuentes de alimentación para pulsos de excímeros: Diseño de filtros EMI

Fuentes de alimentación para pulsos de excímeros: Diseño de filtros EMI

Compendio

Un pulso de excímero de nanosegundos transporta armónicos desde CC hasta varios gigahercios. El filtro debe eliminar estos armónicos y mantener intacto el flanco de 10 ns, objetivos que entran en conflicto. Este artículo describe la aritmética del espectro del pulso, el diseño del filtro de dos etapas, cuatro modos de fallo en campo y los parámetros del condensador que permiten una atenuación efectiva a frecuencias de gigahercios.

1. Introducción

Una fuente de alimentación para láser de excímeros genera un pulso con un tiempo de subida de entre 10 ns y 50 ns y un ancho de banda de entre 25 ns y 200 ns. Esta forma de onda no es sinusoidal y su espectro abarca desde corriente continua hasta varios gigahercios.

Esos armónicos se transmiten desde la fuente de alimentación a través de los cables y por el aire. Llegan a la electrónica de control, corrompen las señales de los sensores y hacen que el producto supere sus límites de emisión.

Un filtro que elimina los armónicos también ralentiza el flanco del pulso. El problema de diseño consiste en atenuar la energía donde no es deseada y permitir el paso del pulso donde transporta la descarga.

Este artículo abarca el cálculo del espectro, las fuentes de EMI dentro de la fuente de alimentación, el enfoque de filtro de dos etapas, cuatro modos de fallo y los parámetros de los componentes que determinan si la atenuación se mantiene a 1 GHz.

2. Mecanismo central

2.1 Espectro del pulso y el primer nulo

La envolvente del espectro del pulso sigue una función sinc determinada por el tiempo de subida:

A(f) ≈ A_peak × sin(π × f × t_rise) / (π × f × t_rise)

donde A(f) es la amplitud espectral en la frecuencia f, A_peak la amplitud espectral máxima y t_rise el tiempo de subida del pulso.

Para t_rise = 10 ns, el primer nulo se sitúa en f = 100 MHz, y la envolvente disminuye aproximadamente a -20 dB/década por encima de este valor. La energía a 1 GHz se mantiene aproximadamente 40 dB por debajo de la fundamental, lo cual es suficiente para que no se supere una prueba de emisiones conducidas.

2.2 Espectro completo del pulso

Un pulso real tiene un ascenso, un descenso y un ancho finitos, por lo que la envolvente contiene dos términos sinc:

F(f) = A × t_pulse × sinc(π f t_pulse) × sinc(π f t_rise)

donde F(f) es la amplitud espectral, A la amplitud del pulso, t_pulse el ancho del pulso y t_rise el tiempo de subida.

Para t_rise = 10 ns y t_pulse = 50 ns, la frecuencia fundamental se sitúa en 1/t_pulse, que es de 20 MHz. El primer punto nulo se sitúa en 1/t_rise, que es de 100 MHz. Ambos puntos de inflexión se derivan directamente de la forma de onda y se desplazan cuando cambia el circuito de descarga.

2.3 Fuentes de EMI dentro del suministro

La emisión está dominada por cuatro fuentes. Las transiciones de los IGBT alcanzan valores de dV/dt superiores a 1 kV/ns y de di/dt superiores a 1 kA/ns. El banco de condensadores oscila entre 5 MHz y 50 MHz. Los diodos de amortiguación se recuperan con un tiempo de retorno (trr) entre 25 ns y 100 ns. Las barras colectoras actúan como antenas por encima de 100 MHz.

Cada fuente se acopla por conducción a través de los cables o por radiación a través del aire. El filtro detecta la trayectoria conducida y la disposición determina la trayectoria radiada.

2.4 Frecuencia de corte y valores de los componentes

Una etapa LC de paso bajo establece su punto de inflexión a partir de la inductancia y la capacitancia:

f_cutoff = 1 / (2π √(L_filter × C_filter))

donde f_cutoff es la frecuencia de corte, L_filter la inductancia del filtro y C_filter la capacitancia del filtro.

Para f_cutoff = 50 MHz y C_filter = 1 nF, L_filter resulta ser de aproximadamente 100 nH. Una etapa de segundo orden atenúa entonces -40 dB/década por encima de ese punto.

2.5 Tiempo de subida del pulso y pérdida por amortiguación

El filtro añade su propio tiempo de subida al pulso:

t_rise_filter ≈ 0.35 / f_cutoff

donde t_rise_filter es el tiempo de subida aportado por el filtro y f_cutoff la frecuencia de corte. A 50 MHz, el filtro añade 7 ns, por lo que un pulso de 10 ns se convierte en uno de 17 ns.

La impedancia del condensador a alta frecuencia proviene de su ESL:

Z_C = 2π × f × ESL

donde Z_C es la impedancia del capacitor, f la frecuencia y ESL la inductancia serie equivalente. A 1 GHz, una ESL de 50 nH da como resultado 314 Ω.

Una resistencia de amortiguación consume la energía almacenada en la inductancia del filtro en cada pulso:

P_damp = 0.5 × L_filter × I_peak² × PRF

donde P_damp es la disipación promedio, L_filter la inductancia del filtro, I_peak la corriente de pulso y PRF la frecuencia de repetición de pulso. A 6 kHz, esa carga alcanza entre 50 W y 100 W, y la resistencia debe soportarla continuamente.

Figura 1: Un aumento de 10 ns sitúa el primer nulo espectral en 100 MHz; un par de 50 MHz y 500 MHz reduce la envolvente en unos 100 dB a 1 GHz.

3. Puntos débiles de la ingeniería

Problema 1: Un límite de emisiones demasiado alto para cumplir con el límite de emisiones.

Una sola etapa colocada a 100 MHz solo dejaba unos -20 dB a 1 GHz. La fuente de alimentación no superó la prueba de emisiones conducidas, y la solución consistió en una caja de filtro externa con su propio coste y volumen.

El cálculo del espectro estuvo disponible desde el principio. La frecuencia de corte se eligió antes de que nadie analizara dónde se ubica la energía.

Problema 2: Un inductor sobredimensionado que ralentiza el borde.

Un inductor de 600 nH hizo que el tiempo de subida del filtro superara los 20 ns. El pulso se alargó, la corriente de descarga disminuyó y la energía de salida del láser cayó por debajo de las especificaciones.

El servicio técnico atribuyó el problema a la mezcla de gases y posteriormente a la óptica. El pulso medido en un prototipo de voltaje completo demostró que el filtro era la causa.

Punto débil 3: ESL de condensador que elimina la atenuación.

Un condensador de filtro con una inductancia serie equivalente (ESL) de 50 nH presenta una resistencia de 314 Ω a 1 GHz. El circuito en paralelo a tierra está abierto a esa frecuencia, por lo que los armónicos lo atraviesan y la atenuación se detiene en la resonancia propia del componente.

El filtro funcionó correctamente desde 1 MHz hasta 30 MHz. Todos los resultados de las pruebas de laboratorio por debajo de 100 MHz parecían conformes, y el fallo de emisión solo apareció en el extremo superior de la banda.

Problema 4: Una resistencia de amortiguación que se calienta demasiado.

Una resistencia de amortiguación, dimensionada a partir de datos de banco de pruebas de baja frecuencia, disipó 80 W a una frecuencia de repetición de pulsos (PRF) de 6 kHz. Sin una vía de disipación de calor, alcanzó su límite en un solo cambio de frecuencia y su valor varió.

La respuesta del filtro se modificó entonces con la resistencia, y la atenuación disminuyó al mismo tiempo que aumentaban las pérdidas. Ambos efectos indicaban que el componente nunca se había dimensionado para un funcionamiento continuo.

Problema 5: Filtro montado lejos de la fuente.

Un filtro colocado a 150 mm de la etapa de conmutación dejaba el bucle de conexión como un radiador. La emisión medida fue 12 dB superior a la del mismo filtro montado en los terminales de la fuente.

El esquema mostraba una red idéntica. Solo variaba la disposición, y esta disposición determinaba el resultado por encima de los 100 MHz.

4. Pasos del diseño

Estrategia 1: Calcular el espectro y nombrar las frecuencias problemáticas.

Calcule A(f) a partir del tiempo de subida medido y observe la frecuencia fundamental a 20 MHz y el primer nulo a 100 MHz para un pulso de 50 ns. Enumere las frecuencias donde la envolvente se sitúa por encima de la línea límite.

Luego, atribuya esas frecuencias a una fuente. El flanco del IGBT, la oscilación del banco, la recuperación del diodo y la radiación del bus cubren cada uno una banda diferente, y cada una tiene una solución diferente.

Estrategia 2: Utilizar dos etapas para la atenuación de banda ancha.

Coloque la etapa 1 a 50 MHz con C = 1 nF y L = 100 nH, lo que cubre de 50 MHz a 500 MHz. Coloque la etapa 2 a 500 MHz con una capacitancia menor, lo que cubre de 500 MHz a 5 GHz.

El par presenta una atenuación de aproximadamente -80 dB/década por encima de los 500 MHz, por lo que el contenido de 1 GHz de un flanco de 10 ns cae lo suficientemente por debajo del límite como para mantener el margen en la producción.

Estrategia 3: Elegir condensadores para ESL, no solo capacitancia.

Seleccionar N4700 componentes con ESL inferior a 10 nH. A 1 GHz, esto equivale a 63 Ω en lugar de los 314 Ω de un componente de 50 nH, lo que permite que la ruta de derivación funcione en toda la banda.

Usar HVCT8G Paquetes coaxiales en los nodos de alta corriente. Su geometría de electrodos mantiene la inductancia del bucle por debajo de 8 nH con una separación entre terminales de 40 mm, y la esquina del filtro coincide entonces con el valor calculado.

Estrategia 4: Amortiguar el filtro con una resistencia de baja inductancia.

Usar HVRGHP Componentes de película gruesa con ESL inferior a 10 nH, con una capacidad nominal un 50 % superior a la pérdida de amortiguación calculada. A 6 kHz, esto significa un componente que soporta entre 100 W y 150 W de forma continua.

Instale la resistencia en los terminales del condensador y asegúrese de que reciba un buen flujo de calor. Una resistencia cuyo valor varía modifica la respuesta del filtro, y la atenuación disminuye en consecuencia.

Estrategia 5: Mantener el flanco del pulso y montar en la fuente.

Ajuste la frecuencia de corte al nivel máximo permitido por el límite de emisión y, a continuación, confirme el resultado en un prototipo de voltaje completo. Una frecuencia de corte de 50 MHz añade 7 ns, y una de 100 MHz añade 3.5 ns, por lo que la elección implica un equilibrio entre la atenuación y la duración del pulso.

Instale la primera etapa en los terminales de conmutación. La conexión entre la fuente y el filtro forma parte del radiador, y 150 mm del mismo generan 12 dB en una prueba realizada.

Parámetro del componente	Valor típico	Condición de prueba
Tensión nominal (serie HVCT8G)	10 kV DC	alto potencial 1.5× durante 60 s
Capacidad	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V rms
ESR a 1 MHz	por debajo de 50 mΩ	-
Inductancia de bucle (cuerda E40)	por debajo de 8 nH	Espacio entre terminales de 40 mm
resistencia de aislamiento	superior a 10 GΩ a 500 V CC	25 °C, 60 % HR
Rango de temperatura	−40 °C a +125 °C	Serie IEC 60068-2
Capacidad de dv/dt de pulso	por encima de 50 kV/µs	a tensión nominal

5. Condensadores de filtro HVC para redes EMI de excímeros

En este nodo, la elección se basa en tres requisitos: una inductancia serie equivalente (ESL) lo suficientemente baja como para funcionar a 1 GHz, una pérdida lo suficientemente baja como para mantener el filtro fuera del circuito térmico y un dieléctrico que conserve su valor en toda la banda. HVC fabrica componentes N4700 para este conjunto en una fábrica propia de 6,000 m² en Dongguan, para un rango de voltaje de 1 kV a 150 kV.

Seis parámetros que importan aquí

• Una ESL inferior a 10 nH da como resultado 63 Ω a 1 GHz en lugar de 314 Ω, por lo que la ruta en paralelo sigue funcionando donde se encuentran los armónicos.
• Una ESR inferior a 10 mΩ a 1 MHz mantiene la pérdida I²R del condensador en una pequeña proporción del total del filtro, lo que deja la resistencia de amortiguación como la única tarea de diseño térmico.
• Un valor de tanδ inferior al 0.1 % mantiene el auto calentamiento en un nivel insignificante, por lo que la respuesta del filtro no varía a medida que la carcasa se calienta.
• Descarga parcial inferior a 5 pC a tensión nominal. El filtrado de descarga parcial elimina el microarco interno que inyectaría su propio ruido de banda ancha en la banda que el filtro está diseñado para limpiar.
• Cobertura desde 1 kV hasta 150 kV en formatos de terminales radiales y de tornillo, de modo que un único sistema dieléctrico sirve para la etapa de 50 MHz, la etapa de 500 MHz y la red de amortiguación.
• Calificado como un reemplazo directo para marcas de primer nivel en el servicio de campo de fuentes de luz DUV, y especificado por los OEM de láser en nuevas plataformas. Las piezas HVC coinciden con los parámetros eléctricos y las dimensiones del paquete de Murata condensadores de alta tensión de tipo tornillo.

Cuando un escenario necesita un elemento de serie, empareje el condensador de película con diodo de recuperación rápida en trr 25–35 ns, por lo que la ruta de amortiguación no agrega carga de recuperación al siguiente pulso.

Entrega y soporte

Las piezas estándar se envían en un plazo de 4 a 8 semanas, y los conjuntos de filtros compatibles en un plazo de 6 a 10 semanas. El departamento de ingeniería de aplicaciones de HVC ofrece soporte para el cálculo del espectro, la revisión de la topología del filtro, el análisis de la pérdida por amortiguación y la verificación de la forma del pulso para redes EMI.

Envíe el tiempo de subida del pulso, el ancho del pulso, la frecuencia de repetición de pulsos (PRF) y la banda de frecuencia que presenta el fallo. HVC le enviará una hoja de componentes del filtro con los números de pieza, la distribución de ESL y ESR, y un kit de evaluación de dos muestras en un plazo de cinco días hábiles.

6. Preguntas frecuentes

P1: ¿Cómo calculo el espectro del pulso?

Utilice la envolvente sinc A(f) ≈ A_pico × sin(π f t_subida) / (π f t_subida). Para t_subida = 10 ns, el primer nulo cae a 100 MHz. Un pulso real con ancho finito añade un segundo término sinc en 1/t_pulso, lo que para un pulso de 50 ns sitúa la fundamental en 20 MHz.

P2: ¿Qué frecuencia de corte debe utilizar el filtro?

Hasta el límite de emisión permitido, ya que la frecuencia de corte determina el tiempo de subida adicional. Una frecuencia de corte de 50 MHz añade 7 ns y convierte un pulso de 10 ns en uno de 17 ns. Una frecuencia de corte de 100 MHz añade 3.5 ns y produce menor atenuación, por lo que la elección depende del margen que necesite la forma del pulso.

P3: ¿Por qué un condensador de filtro no atenúa las frecuencias de gigahercios?

Debido a que su ESL establece la impedancia por encima de la autorresonancia. A 1 GHz, un componente de 50 nH presenta 314 Ω, y la ruta de derivación deja de conducir. Un componente con ESL de 10 nH presenta 63 Ω, lo que permite que los armónicos fluyan a tierra.

P4: ¿Cuánta potencia disipa la resistencia de amortiguación del filtro?

De P_damp = 0.5 × L_filter × I_peak² × PRF. Con una frecuencia de repetición de pulsos (PRF) de 6 kHz, la carga promedio alcanza entre 50 W y 100 W, por lo que la resistencia necesita un margen del 50 % y una buena disipación de calor. Un componente sin disipación de calor presenta fluctuaciones en su valor, y la respuesta del filtro se ve afectada.

P5: ¿El filtro tiene que estar en la etapa de conmutación?

Sí, para la primera etapa. Un filtro montado a 150 mm de la fuente presentó un rendimiento 12 dB peor que las mismas piezas montadas en los terminales de la fuente, debido a que el bucle de conexión irradia por encima de 100 MHz. El esquema permanece idéntico en ambos casos.

P6: ¿Por qué utilizar dos etapas en lugar de una?

Porque una sola etapa no puede abarcar tres décadas. Una etapa de 50 MHz cubre de 50 MHz a 500 MHz, y una etapa de 500 MHz cubre de 500 MHz a 5 GHz. Juntas, su respuesta disminuye aproximadamente a -80 dB/década por encima de 500 MHz, que es lo que necesita un flanco de 10 ns a 1 GHz.

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